(已结帖)2011-12-06-工控擂台-变频器产生的pwm波形 点击：1660 | 回复：16
条件：市电50hz，380v 载波频率为6k
1.在电压矢量模式下形成的pwm波240个脉冲，
2.在v/F模式下只有160个脉冲
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SVPWM调制
1，引言
空间矢量脉宽调制(space vector pulse width modulation) 是已被应用于变频器、ups、无功补偿器等领域的新技术。近年来随着大型重工业行业的技术改造和更新工作的展开，对大功率、高质量变频器的需求与日俱增，这种情况在我国尤其突出。电力电子技术、微电子技术和控制理论的发展，为变频器技术日趋成熟准备了条件，先进的svpwm技术在此环境下应运而生。变频器的svpwm算法与其拓扑结构有着密切的联系，因此必须根据变频器拓扑结构的不同，选取相应的控制算法。
2 svpwm控制方法原理
2.2 svpwm控制方法简介
svpwm的主要思想是:以三相对称正弦波电压供电时三相对称电动机定子理想磁链圆为参考标准，以三相逆变器不同开关模式作适当的切换，从而形成pwm波，以所形成的实际磁链矢量来追踪其准确磁链圆。传统的spwm方法从电源的角度出发，以生成一个可调频调压的正弦波电源，而svpwm方法将逆变系统和异步电机看作一个整体来考虑，模型比较简单，也便于微处理器的实时控制。
2.3 pwm逆变器输出的矢量表示
电机理想的供电电压为三相对称正弦波，设线电压vdc，相电压表示式如下:
根据合成电压矢量公式
由上面的式子可得
从(5)式可以看出，合成电压矢量是一个随时间变化、幅值一定的圆形磁场，而磁场是电压的积分，因此产生的磁场也是一个圆形的旋转磁场，图1为逆变器简化的拓扑图，定义三个开关函数sa，sb，sc，用1代表1个桥臂的上桥臂导通，用0代表1个桥臂的下桥臂导通。则对于180°导通型逆变器来说，三相桥臂的开关有8个导通状态，包括6个非零矢量和2个零矢量。
图1 交流电机控制逆变桥结构图
图2 电压矢量图
由(5)式可得8种电压矢量v4(100)、v5(101)、v1(001)、v3(011)、v2(010)、v6(110)、v0(000)和v7(111)分别对应的值为
括号中的二进制数，表示三相a、b、c的状态，vk中下标k＝0~7是十进制数，表示括号中二进制数值。如图2所示，这八种电压矢量，除了v0、v7幅值为0外，其它电压矢量幅值均为vdc。
合理的选择6个非零矢量的施加次序和作用时间，可使磁链空间矢量矢端顺时针或逆时针旋转形成一定的磁链轨迹。选择的方式不同，形成的磁链轨迹形状也不一样。这就是磁链轨迹的形成原理。
在图2中，逆变器的一个工作周期被6个有效的电压空间矢量划分为6个扇区。在每一个扇区内，都可采用临近的两个非零矢量来合成处在此扇区的电压矢量。以图2中的电压矢量vr为例来说明其过程。用电压矢量v6、v4、v0来合成vr，并按照伏秒平衡的原则得
tn为对应电压矢量vn的作用时间(n＝0，4，6)，结合式(5)可得:
令上式等号两边的实部、虚部相等，可以得到下面的等式:
则由电压矢量v6、v4、v0和上面求出的作用时间相结合，可以控制电压矢量，形成多边形的电压矢量轨迹，从而获得更加接近圆形的旋转磁通。各电压矢量的作用次序要遵守以下原则:任意一次电压矢量的变化只能有一个桥臂开关动作，即在二进制矢量中每次只有一位变化，因为如果允许有两个或三个桥臂动作，则在线电压的半周期内会出现反极性的电压脉冲，产生反向转矩，引起转矩脉动和电磁噪声。
由此可以得出，随着合成电压矢量vr的幅值增加，t4和t6的值不断增加，t0逐渐减少，但t0必须大于零，将此条件代入t0表达式，得到下面的条件
在实际中，此式对任何θ均成立，即有。
可见，当输出电压达到上限值时，其输出线电压基波峰值可达vdc。svpwm的调制相电压波，相当于在原正弦波中注入了三角形三次谐波，当正弦调制波幅值为1时，形成svpwm调制相电压幅值为，svpwm调制方法比传统的规则采样spwm提高了15.4％的电压利用率，能明显减少逆变器输出电流的谐波成分以及电机的谐波损耗，降低转矩脉动。
2.4 选择电压矢量规律
电压矢量的选择方案很多，优化目标不同，最优选择方案也不同。这里介绍了一种方案，以便了解如何选择电压矢量。
图3 12个扇形区，主、辅、零电压矢量
图3中把园划分为12个扇区，从虚轴沿顺时针方向划分0~11共12个区，每区选用3个矢量，其中2个非零矢量，1个叫主矢量(main vector)用m表示，1个叫辅助矢量(sub -ordinote vector)用s表示和1个零矢量(zero vector)用z表示。用6个非零电压矢量要产生一个理想的圆形磁链轨迹是困难的。但是如果把圆周等分成n份，组成1个正n多边形，用6个非零电压矢量产生1个正n多边形轨迹的磁链是可能的，n值取12的倍数，n值越大，正n边形就越逼近理想圆形。12个扇形区，各区选的非零矢量各异。例如磁链矢量是按顺时针方向旋转，在零扇形内只有选v4、v6是合适的，v4是与零扇形区起始边(与虚轴重合的边)成垂直关系，所以组成零扇区主要依靠v4作主矢量，其次v6作辅助矢量。磁链矢量旋转到1扇区，该区还是选v4、v6，但是v6作为主矢量，v4作为辅助矢量，虽然v4、v6对于1扇区起始边都是成60°的关系，好像v4、v6作用是一样的，但是随着旋转v6的作用超过了v4，到了2扇区起始边时v6就与这个边成垂直关系了，所以在1扇区就把v6当作主矢量，v4作为辅矢量。以下各扇区的非零电压矢量的选择依次类推。
3 svpwm的两种控制方式比较
根据磁通和转矩环所调节的输入量的不同，svpwm的控制方式可分为两种:一种是在两相静止坐标系下进行调节控制，一种是在同步选择坐标系下进行调节控制。
3.1 两相静止坐标系下进行调节控制
图4 两相静止坐标系下的svpwm控制方式
图4采用的是在两相静止α、β坐标系内进行变换调节的方法。采样得到的实时输出电压信号只需经过clark变换至α、β坐标系内，进行误差计算和调节，然后按调节给出α、β控制量，计算svpwm脉宽，控制时α、β的给定值为
可见α、β的给定值可以先离线计算，由查表求出，算法简洁，实现简单。α、β的给定值为按正弦规律变化的量，则采用pi调节器不可能实现无差跟踪，因此，系统的调节精度会受到影响。
3.2 同步选择坐标系下进行调节控制
图 5 旋转坐标系下的svpwm控制方式
如图5所示，采取的是在d、q坐标系内进行的调节方法。采样得到的实时输出电压信号要经过clark变换和park变换，最终转换至d、q坐标系内，并在d、q坐标系内进行误差调节，获得相应的svpwm控制量，d、q轴上的反馈分量为
其中α为输出电压矢量的瞬时相位，θ为给定的相位，vm为反馈电压峰值。对输出进行控制的目的是使输出在幅值、相位、频率三方面跟踪给定，希望达到的目标为
则d、q轴的给定量为恒值，控制也由跟踪两个正弦变化量简化为跟踪两个直流量，这样采用pi调节器可以实现无差跟踪，并可获得较高的调节精度。
因此，为了使系统获得较高的性能，应采用基于旋转坐标系的svpwm控制方式。
4 matlab仿真实验
4.1 仿真参数选择
磁链轨迹园的初始半径为0，磁链初值分两种情况取值，分别为0和1，调制比为0.6，基波频率为50hz，控制周期为。
4.2 磁链初始值为0时的仿真波形
磁链初始值为0时的仿真波形如图6、7所示。
图6 u相电压波形
图7 磁链轨迹波形
当磁链初始值为0的时候，空间电压矢量的选择可以有很多种，前提是，只要矢量组合可以向轨迹圆上前进就行。按照开关次数最少原则，一般选择相邻的两个电压矢量，另外为了节省磁链建立过程所需要的时间，在此不再使用零矢量。
4.3 磁链初始值为1时的仿真波形
磁链初始值为1时的仿真波形图8、9所示。
图8 u相电压波形
图9 磁链轨迹波形
通过仿真，对svpwm的原理和实现有了更进一步的理解。由于磁链的初始值不同，所以起始阶段波形的脉宽也不一样。当电机进入稳定运行阶段后，两种情况下波形的性质大致是一样的。改变控制周期t可以改变追踪磁链宽度。随着t的减小，相应地每个电压矢量作用的时间也减少，所以磁链的宽度也减小。在电机已经制作好之后，ve/f大致是正比于磁链phi的，要实现v/f恒定控制，就要保持磁链恒定，即磁链圆的半径不可以变化。在一个60°扇区内，电压矢量是分为许多个控制周期t走完的。如果在一个控制周期内，非零矢量的占空比较大，则v走过的磁链也较大，如果要保持磁链为常数，则相应的f也要增大，即t应减小，以达到变频调速的目的。
5 结束语
矢量控制实现的基本原理是通过测量和控制异步电动机定子电流矢量，根据磁场定向原理分别对异步电动机的励磁电流和转矩电流进行控制，从而达到控制异步电动机转矩的目的。具体是将异步电动机的定子电流矢量分解为产生磁场的电流分量（励磁电流）和产生转矩的电流分量（转矩电流）分别加以控制，并同时控制两分量间的幅值和相位，即控制定子电流矢量，所以称这种控制方式称为矢量控制方式。简单的说，矢量控制就是将磁链与转矩解耦，有利于分别设计两者的调节器，以实现对交流电机的高性能调速。
矢量控制方式又有基于转差频率控制的矢量控制方式、无速度传感器矢量控制方式和有速度传感器的矢量控制方式等。这样就可以将一台三相异步电机等效为直流电机来控制，因而获得与直流调速系统同样的静、动态性能。矢量控制算法已被广泛地应用在SIEMENS，AB，GE，Fuji等国际化大公司变频器上。
采用矢量控制方式的通用变频器不仅可在调速范围上与直流电动机相匹配，而且可以控制异步电动机产生的转矩。由于矢量控制方式所依据的是准确的被控异步电动机的参数，有的通用变频器在使用时需要准确地输入异步电动机的参数，有的通用变频器需要使用速度传感器和编码器。鉴于电机参数有可能发生变化，会影响变频器对电机的控制性能，目前新型矢量控制通用变频器中已经具备异步电动机参数自动检测、自动辨识、自适应功能，带有这种功能的通用变频器在驱动异步电动机进行正常运转之前可以自动地对异步电动机的参数进行辨识，并根据辨识结果调整控制算法中的有关参数，从而对普通的异步电动机进行有效的矢量控制。
以异步电动机的矢量控制为例：它首先通过电机的等效电路来得出一些磁链方程，包括定子磁链，气隙磁链，转子磁链，其中气息磁链是连接定子和转子的。一般的感应电机转子电流不易测量，所以通过气息来中转，把它变成定子电流。然后，有一些坐标变换，首先通过3/2 变换，变成静止的d-q 坐标，然后通过前面的磁链方程产生的单位矢量来得到旋转坐标下的类似于直流机的转矩电流分量和磁场电流分量，这样就实现了解耦控制，加快了系统的响应速度。最后再经过2/3 变换，产生三相交流电去控制电机，这样就获得了良好的性能。
综合以上：矢量控制无非就四个知识：等效电路、磁链方程、转矩方程、坐标变换（包括静止和旋转）。
矢量控制方法的提出具有划时代的意义。然而在实际应用中，由于转子磁链难以准确观测，系统特性受电动机参数的影响较大，且在等效直流电动机控制过程中所用矢量旋转变换较复杂，使得实际的控制效果难以达到理想分析的结果。
调速分成直流调速和交流调速两大类，先后诞生在19世纪中期。在20世纪的大部分年代里，约占整个电力拖动容量80%的不变速拖动系统都采用交流电机，而只有占20%的高控制性能可调速拖动系统采用直流电机。
交流调速系统的方案虽然早已得到了广泛的应用，但在早期，直流调速较交流调速更为方便：只要调节电枢端电压或励磁电流就可在宽广的范围内实现无极调速。在励磁一定的情况下，有转矩和电枢电流成正比的关系成立，使得转矩易于控制，在双闭环调速（分别对转速与转矩闭环）情况下可以达到很高的调速性能指标。交流调速无论是其调速的静态性能还是动态性性能都无法和直流调速系统相媲美。所以在上个世纪90年代之前，直流调速系统一直在调速领域中占主导地位。但直流电动机本身有如下一些固有的缺陷，制约了直流调速的发展。
● 直流电动机的机械换相器在运行中易产生火花，电刷磨损，需要经常性的维护。
● 由于存在换相问题，使单机容量和转速受到了限制，直流电动机难以做成高速大容量机组。
● 直流电动机结构复杂，成本远远高于交流电动机。
因此直到上世纪的80年代，一直被认为是天经地义的交直流分工的格局才逐渐被打破，高性能的交流调速系统应用的比重逐年上升。交流电动机尤其是鼠笼型异步电动机，因其结构简单，价格低廉，制造方便，坚固耐用，运行可靠，在各个领域得到了极其广泛的应用。
为交流电动机供电必须将直流变换成交流，称之为DC/AC变换技术，也就是通常所说的逆变。逆变技术广泛地应用在科研、国防、生产生活中，并因负载的不同以复杂的电路形式出现。
随着电力半导体器件的发展，逆变技术适用范围进一步拓宽，特别是在高压、大电流、高频三者兼备的场控器件的开发，为了简化逆变主电路的结构并提高逆变器的性能，脉宽调制（PWM－Pluse Width Modulation）技术被广泛的应用。
二、PWM控制技术的发展概况
所谓PWM控制技术，就是利用逆变器装置中半导体开关的开通和关断，把直流电压转化变成一定规律的电压脉冲序列，以实现调频、调压和消除谐波三个目的的技术。
PWM控制技术经历了一个不断创新和不断完善的发展过程，电力电子技术的发展，一些全控型快速半导体器件，如BJT、IGBT、GTO等的出现，推动了PWM控制技术的进一步发展。PWM控制技术有许多种，如等脉宽PWM法、正弦波PWM法(SPWM法)、磁链追踪型PWM法和电流跟踪型PWM法以及新近发展起来的空间矢量PWM法(SVPWM)等。
1964年，德国的A.Schonung和H.Stemmler在《BBC评论》上提出将通信中的PWM调制技术应用于交流传动逆变器的控制上来，产生了正弦脉宽调制（SPWM）变压变频的思想。脉宽调制技术较以往的相控技术能有效地抑制高次谐波，适宜各类电动机，满足高性能交流调速的要求，目前成为逆变器的最主要控制方式。
三角波比较法根据三角载波与正弦调制波的交点来确定逆变器功率开关器件得开关时刻，可以由模拟电子电路、数字电子电路或专用大规模集成电路芯片等硬件实现，也可以用微型计算机通过软件生成SPWM。其原理如图1-1所示。
图1-1 三角波比较法
三角比较法主要采用自然采样法，规则采样法等。
自然采样SPWM法采用正弦波作为调制波，以等腰三角形作为载波，利用比较法以正弦波和三角波瞬时值相等的时刻（两个波形交点）为跳变时刻，从而得到幅值相等，面积按照正弦规律变化的矩形脉冲信号。自然采样SPWM法由于其开关时刻难以确定，所以不适合微机时时控制。如图1-2,单极性自然采样法生成波形方式。
图1-2 自然采样法
规则采样法原理如图1-3所示，正弦波总在三角载波的正峰值点被采样并被保持，形成阶梯波，再由该阶梯波与三角波相交，由交点得出脉冲宽度。开关时刻由取样点本身的自然选择确定，故偏离自然采样法较小，用计算机实现又比较方便，运算量小，实时性好，是常用的一种SPWM方法。
图1-3 规则采样的PWM
其它的实现方法还有：等效面积法、消除特定谐波技术、梯形调制技术、“△”调制技术、相位调制技术，滞环BANG-BANG调制技术等十多种PWM调制技术。
电压空间矢量SVPWM 控制是一种与SPWM控制不同的新型脉宽调制方法。它不再局限于追求是逆变器输出按照正弦规律变化的电源，而是将逆变器和电机看成一个整体，基于电压空间矢量概念，用八种基本电压空间矢量合成期望的电压空间矢量，从而建立逆变器功率器件的开关状态和空间矢量，并依据电机的定子磁链矢量和定子电压间的关系直接达到控制电机定子磁链矢量幅值恒定，圆点沿圆形轨迹运动，平均速度可调的目的，从而实现对异步电动机近似恒磁通变压变频调速。
不同的信号波调制后生成的PWM脉宽对变频的效果，比如输出基波电压幅值、基波转矩、脉动转矩、谐波电流损耗、系统噪声频谱、功率半导体开关器件的损耗等的影响差异很大。所以在SPWM的基础上，为了提高某一方面的特性，会对SPWM做部分改进。下面列举几种PWM做简单介绍。
1、 准最优化PWM
准最优化PWM与SPWM的不同仅在于调制信号，它是在正弦信号上叠加一个三次波，使之成为马鞍形。其生成的PWM脉冲可以提高变频器线形输出电压幅值大约15%，并大大改善谐波电流损耗和转矩特性。
2、 开关损耗最小PWM
在正弦PWM中，正弦信号波和三角载波进行比较，在两个波形相交时进行开关转换，但实际应用中，变频器输出端没有中心点，只有三个自由度，如果适当的利用好这些自由度，使得每相晶体管只有在2/3周期工作，还有1/3周期处于截止状态，减少1/3的开关损耗，但这1/3周期里输出线电压仍为正弦波形。
3、SAPWM模式
在电动机的脉动转矩较小的时候，大小用流经电动机的各谐波电流平方和的开根号与基波次数的比值表示。用该PWM调制能使变频器线性输出线电压幅值较正弦波调制时提高15%，克服最大输出电压不足的缺点。在本模式情况下由于正反相序的谐波相互抵消，在抑制谐波电流和转矩脉动和谐波电流方面有明显的效果,但开关损耗大。
4、谐波损耗最小PWM
在PWM波形的情况下，对于基波电流转差率很小，而对谐波电流来说转差率很大，可以把电动机当作纯电感来处理，把PWM电压加在纯电感上。此时电流等于基波电流和谐波电流之和。只要使得该电流最小，就相当于实际的电流也最小，此时谐波电流也必最小。本模式的优点：总谐波电流损耗小，脉动转矩小。但不足之处是寻优算法相当复杂，输出电压与线性度的关系不是线性的，在更换模式时有电压跳变现象，但开关损耗大。
svpwm是以在气隙中形成圆形磁链矢量为控制目的，实际上就是以形成圆形电流矢量为控制目的，所以他应该是电流矢量控制
PWM脉宽调制（Pulse Width Modulation,PWM）是通过对一系列脉冲的宽度进行调制，等效地获得所需要的波形（含形状和幅值）。脉宽调制是一种应用比较普通的控制方式，脉宽调制是保持逆变器的工作频率不变，即载波频率不变，而通过改变IGBT的导通时间或截至时间来改变占空比的调制方式。
脉宽调制的原理，把一个正弦半波分为若干等份，然后把每一等份的正弦曲线和横轴ωt所包围的面积计算出来，在这个正弦曲线图的下方，绘制一个相同的坐标，并在这个新坐标的图中，用一个与所计算的面积相等的等高矩形脉冲替代那些计算过面积的每一等份，这个矩形脉冲的中点应该与正弦波上所对应的这一等份的中点重合。由若干个等幅而不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与正弦的半周等效。
这主要为了省成本、省钱。因为，国外的电机和国外的变频器系统其成本基本是1:1，而我们的电机便宜，进口的变频器很贵，所以，电机坏了不在乎，变频器可不能坏。否则损失就大了。
那么有这个滤波器和没这个滤波器有什么不同呢？针对电机而言。有滤波器，其电机承受的谐波电压要小很多，没有的话，电机的绝缘强度必须能抗击变频器输出非正弦波所带来的高次谐波电压。为什么有的B级绝缘的电机，带变频器控制以后会损坏，拆开电机看线圈绝缘有孔状击穿的痕迹（如果不仔细检查，甚至发现不了被击穿的痕迹）。就是这个原因。加了滤波器，可以对电机起到保护作用。
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